本参阅规划选用 Flybuck 变换器为 IGBT 栅极驱动器供给正负电压轨。Flybuck 变换器可等效于降压变换器和相似反激变换器二次侧的组合，选用同步 Buck完成电路操控，并运用变压器绕组来替代 Buck 电感，可完成一次侧的稳压功用，一起供给多路的二次侧输出，无需
本参阅规划经过同步降压转换器KP523308 完成。KP523308 具有 4.5V 至 30V 的宽输入电压规模，支撑 3A 继续输出电流，开关频率为 500kHz，轻载时作业在强制脉宽调制形式 (FPWM)。本 Flybuck 体系可作业于 10V 至 28V 的输入电压规模，发生两组 15V 和 -8V 输出，为适用于半桥的 IGBT 栅极驱动器供电。
Flybuck 在拓扑结构上相似于降压变换器和反激变换器二次侧的组合，如图 3 所示。
Flybuck 的作业波形如图 4 所示。在 Ton 期间，一次侧的上管导通、下管关断，二次侧二极管处于截止状况，变压器一次侧电流线性上升；在 Toff 期间，一次侧的上管关断、下管导通，二次侧二极管导通，原边由一次侧电感、下管、输出电容和负载构成续流回路，一起原边能量的一部分被传递至副边，副边电流波形取决于负载、漏感及输出电容。
由上图可见，变压器的磁化电流波形等效于一次侧和二次侧电流的组合，其纹波为：
在实践使用中，变压器的漏感会影响二次侧电流的波形。在变压器漏感较小时，二次侧电流可快速上升为输出电容充电。跟着漏感增加，二次侧电流上升速度变慢，导致供给给输出电容的电荷削减，严峻时会使输出电压下降。一起，较高的漏感值会导致一次侧的负向峰值电流增大。变压器漏感较低时，二次侧峰值电流如式 (5) 所示；变压器漏感较高时，二次侧峰值电流如式 (6) 所示。
因而，变压器漏感较低时，一次侧的负向峰值电流如式 (7) 所示；变压器漏感较高时，一次侧的负向峰值电流如式（8）所示。
其间，Pdriver 为栅极驱动器总功耗，Qgate 为总栅极电荷，fsw 为开关频率，ΔVgate 为栅极驱动器输出电压摆幅，Cge 为外部栅极到发射极电容。
本 Flybuck 电路发生两组 15V 和 -8V 输出，为适用于半桥的 IGBT 栅极驱动器供电。体系作业参数如表 1 所示，原理图如图 5 所示。
一次侧输出电压 Vout1 设置为 5V，可满意多种常用的使用场合，一起占空比可保持在 50% 以下，保证有电路有满意的时刻向二次侧传递能量。二次侧输出电压方程为：
考虑二极管导通压降 VF = 0.5V，可得变压器匝比为 N1N3 = 11.7。取纹波电流系数为 0.3，可得变压器一次侧电感为：
为使一次侧的电感电流峰值不超越限值，取一次侧电感为 13μH，因而 Δim(max) = 0.63A，Δim(min) = 0.38A。当一次侧空载、二次侧满载时，依据式 (4) (7) (8)，可得一次侧最大的电感电流峰值为：
KP523308 的波峰电流限流值 IHS(OC) 为 5A，谷底电流限流值 ILS(OC) 为 4A，反向电流限流值 ILS(NOC) 为 2.5A。因而，一次侧空载或带 1A 负载时，正向峰值电流可满意限值要求；二次侧满载时，在变压器漏感较小的情况下，负向峰值电流也可满意限值要求。因而，在变压器规划过程中应分外的留意对漏感的操控。EP 型磁芯具有磁屏蔽作用好、电感量高、漏感小等长处。本参阅规划选用 PC44 原料的 EP10 磁芯。一次侧绕组匝数可按下式核算：
其间 Bmax 为最大磁通密度，Ae 为磁芯的有用截面积。本规划中，变压器绕制匝数选取为 N1N3 = 59。
考虑降额，选取输入电容值为 10μF，一起并联一个 0.1μF 的电容滤除高频噪声。取一次侧输出电容纹波 ΔVout1 = 0.05V，则
考虑降额，选取一次侧输出电容为 2 个 22μF 电容并联。取二次侧输出电容纹波 ΔVout2 = ΔVout3 = 0.1V，则
考虑降额，选取二次侧输出电容值为 10μF，一起并联一个 0.1μF 的电容滤除高频噪声。
KP523308 的反应电压为 0.6V，取反应下电阻为 10kΩ，则另一个电阻为
为避免在轻载时二次侧输出电压偏高，需要在输出侧增加预负载。预负载电流一般设置在 5mA 左右，可结合实践测验和使用要求调整。本参阅规划选取 3kΩ 和 1.6kΩ 的电阻作为预负载。
一次侧空载或带 1A 负载时，变压器原边电流波形如图 6 和图 7 所示。
在输出均负载的情况下，体系功率曲线 所示。体系满载功率可达 78.5%。
丈量体系二次侧的输出电压 Vout2+Vout3，在输出均负载的情况下，体系的负载调整率如图 13 所示。在输出满载的情况下，体系的输入调整率如图 14 所示。
原文标题：参阅规划 适用于半桥结构的阻隔式 IGBT 栅极驱动 Flybuck 电源
